SiC 및 GaN ESU 인버터: 고전압 커패시터 선택

SiC 및 GaN ESU 인버터: 고전압 커패시터 선택

추상

SiC 및 GaN 소자를 사용하면 전기수술 장치가 800kHz에서 3MHz까지 더 낮은 손실과 더 작은 자기 소자로 스위칭할 수 있습니다. 그러나 동일한 소자를 사용하면 에지율이 44kV/µs 이상으로 높아지고 유전 손실이 주파수의 제곱에 비례하여 증가하므로 고전압 부품은 더 많은 전류와 열을 처리해야 합니다. 300W 프로토타입에서 측정한 결과, 스너버 부품의 온도는 IGBT 버전의 12°C에 비해 58°C까지 상승했습니다. 이 글에서는 스트레스 모델, 5가지 함정, 그리고 6단계 선택 과정을 제시합니다.

1. 소개

주로 탄화규소(SiC)와 질화갈륨(GaN)으로 구성된 광대역 갭(WBG) 스위치가 의료용 전원 설계 분야에 도입되고 있습니다. SiC MOSFET은 병원급 ESU 인버터에 사용될 만큼 충분히 성숙한 기술이며, GaN HEMT는 휴대용 수술 도구에 사용되고 있습니다. 두 스위치 모두 스위칭 속도가 빠르고 발열이 크지만, 트랜스포머의 크기를 줄여줍니다.

이득이 커지면 수동 부품에는 손해가 발생합니다. 유전 손실은 주파수의 제곱에 비례하여 증가하므로 800kHz 설계는 400kHz 설계보다 유전 손실이 네 배 더 큽니다. 또한 에지율도 증가하고, 각 에지는 루프 내의 모든 부유 정전 용량을 통해 변위 전류를 발생시킵니다.

교체 가능한 스위치 모듈을 갖춘 300W ESU 프로토타입에서 측정한 결과, Si IGBT에서 SiC MOSFET으로 변경함으로써 효율이 89.5%에서 94.8%로 향상되었고, 스너버 부품의 온도 상승은 12°C에서 58°C로 낮아졌습니다. 효율 수치도 중요하지만, 열 관련 수치는 부품 수명에 직접적인 영향을 미칩니다.

이 글에서는 손실 및 전류 모델, 실험실에서 발생하는 문제점, 그리고 부품이 허용 오차 범위 내에 있도록 하는 선별 단계를 설명합니다.

2. 핵심 메커니즘

2.1 기기 유형 비교

매개 변수	Si MOSFET	SiC MOSFET	GaN HEMT
일반적인 스위칭 주파수	50kHz ~ 200kHz	200 kHz ~ 2 MHz	500 kHz ~ 10 MHz
엣지율	10kV/µs ~ 30kV/µs	50kV/µs ~ 100kV/µs	80kV/µs ~ 200kV/µs
교차 제한	175 ° C	200 ° C	150 ° C
분석 필드	0.3 MV/cm	2.8 MV/cm	3.0 MV/cm

부품 선택은 에지율과 스위칭 주파수라는 두 가지 수치에 따라 결정됩니다. SiC는 200kHz~2MHz에서 50kV/µs의 에지율을 지원하고, GaN은 500kHz~10MHz에서 150kV/µs의 에지율을 지원합니다. 정격이 400kHz인 부품은 디레이팅 없이는 두 조건 모두 충족하지 못합니다.

2.2 손실은 주파수의 제곱에 비례하여 증가합니다.

부품 손실은 두 가지 항으로 구성됩니다. 하나는 낮은 주파수의 거듭제곱에 비례하는 코어 손실이고, 다른 하나는 주파수의 제곱에 비례하는 유전 손실입니다.

P_loss = k_1 · f^α + k_2 · f² · C · tanδ

여기서 P_loss는 mW 단위의 부분 손실, k_1은 코어 손실 계수, f는 MHz 단위의 주파수, α는 코어 손실 지수, C는 pF 단위의 정전 용량, tanδ는 손실 탄젠트입니다.

ESU 탱크에 사용된 470pF N4700 부품이 그 효과를 보여줍니다. 400kHz에서 총 손실은 50mW이고, 800kHz에서는 168mW, 1.6MHz에서는 612mW입니다. 케이스 온도 상승도 동일한 경로를 따릅니다: 8°C, 27°C, 그리고 98°C. 마지막 값은 표준 125°C 부품의 정격 온도를 초과합니다.

2.3 에지율은 피크 전류를 결정합니다.

각각의 빠른 에지는 스위칭 노드 주변의 부유 정전 용량을 통해 변위 전류를 발생시킵니다.

I_dis = C_stray · (dV/dt)

여기서 I_dis는 변위 전류(A), C_stray는 해당 노드의 부유 정전 용량(pF), dV/dt는 에지 변화율(kV/µs)입니다.

100pF의 기생 커패시턴스가 있는 800V 버스에서, 5kV/µs의 응답 속도를 가진 Si IGBT는 0.5A, 20kV/µs의 응답 속도를 가진 Si MOSFET는 2A, 60kV/µs의 응답 속도를 가진 SiC MOSFET는 6A, 그리고 150kV/µs의 응답 속도를 가진 GaN HEMT는 15A의 전류를 흘려보냅니다. 스너버 회로는 이 모든 전류를 수십 나노초 내에 흡수해야 합니다.

2.4 다이에서 부품까지의 열 전달 경로

온도가 높은 다이는 인클로저 내부의 공기를 상승시키고, 이 공기가 부품 케이스의 온도를 결정합니다. 필요한 열 저항은 이 두 가지 온도 제한으로부터 결정됩니다.

θ_JA = (T_j − T_case) / P_loss

여기서 θ_JA는 부품 본체에서 공기로의 열 저항(°C/W), T_j는 장치의 접합 한계(°C), T_case는 부품의 케이스 한계(°C), P_loss는 제거해야 할 열량(W)입니다.

175°C의 SiC 소자가 85°C로 제한된 부품 옆에 있을 경우 90°C의 온도 차이가 발생합니다. 5W의 손실이 발생할 경우, 경로의 온도차는 θ_JA ≤ 18°C/W가 되어야 합니다. 정지된 공기 중에서 노출된 배럴 본체의 온도차는 약 30°C/W이므로, 설계에는 공기 흐름이 필요하거나 본체 크기를 키워야 합니다.

2.5 자기공명 한계

자체 공진 주파수 이상에서는 해당 부분이 유도성을 띠게 됩니다. 본체와 리드선의 직렬 인덕턴스가 그 지점을 결정합니다.

f_SRF = 1 / (2π · √(L_ESL · C))

여기서 f_SRF는 자체 공진 주파수(MHz), L_ESL은 등가 직렬 인덕턴스(nH), C는 커패시턴스(pF)입니다.

8nH의 인덕턴스를 가진 470pF 용량의 부품은 82MHz에서 공진하고, 30nH에서는 42MHz로 떨어집니다. 3MHz에서 스위칭하는 GaN 설계에서는 15MHz에서의 5차 고조파가 중요하므로, 82MHz 공진 주파수를 가진 부품이 여유를 가지지만 30nH 인덕턴스를 가진 부품은 그렇지 않습니다.

그림 1 — 손실은 주파수의 제곱에 비례하여 증가합니다. 470pF 부품은 8°C에서 98°C로 온도가 상승함에 따라 400kHz에서 50mW, 1.6MHz에서 612mW의 손실을 발생시킵니다.

3. 엔지니어링 문제점

문제점 1: 손실이 직선으로 추정됨

설계자들은 400kHz에서의 손실 값을 두 배로 하여 800kHz로 계산합니다. 하지만 유전체 항은 주파수의 제곱에 비례하여 증가하므로 실제 값은 3.4배에 더 가깝습니다. 직선 추정법으로 계산한 부품이 예상보다 40K 더 높은 온도에서 작동하여 1,000시간 테스트에 실패했습니다. 따라서 선형 법칙이 아닌 측정된 곡선을 사용해야 합니다.

두 번째 문제점: 스너버 부품이 서지 부하를 견딜 수 있도록 설계되지 않았습니다.

150kV/µs의 GaN 에지에서 100pF의 기생 정전 용량에 대한 서지 전류는 15A입니다. 일반적인 리드형 부품은 단자가 가열되고 등가 직렬 저항(ESR)이 상승하기 전에 몇 암페어의 반복적인 서지를 처리할 수 있습니다. 중요한 정격은 데이터시트의 전압 행이 아니라 서지 행에 있습니다.

문제점 3: 필터 부분이 유도성으로 변함

3MHz 이상에서 30nH의 리드 인덕턴스는 470pF 부품의 공진점을 약 42MHz 부근으로 이동시켜, 관심 있는 고조파가 나타나기 훨씬 전에 부품을 유도성으로 만듭니다. 결과적으로 필터는 작동을 멈추고, 설계에서 제거하려던 바로 그 주파수에서 방출량이 증가합니다. 낮은 ESL(등가선 손실)을 갖는 본체와 짧은 루프를 사용하면 이 문제를 해결할 수 있습니다.

문제점 4: 온도가 높은 인클로저는 부품 수명을 단축시킵니다.

케이스 내부 온도가 10°C 상승할 때마다 유전체의 수명은 약 절반으로 줄어듭니다. SiC 소자는 Si 소자에 비해 내부 공기 온도를 20~30K 정도 높이는데, 부품이나 공기 흐름을 변경하지 않으면 수명이 4~8배로 단축됩니다. WBG 설계의 향상된 효율성은 이러한 추가적인 열 부하를 상쇄하므로, 두 가지를 함께 고려하여 설계해야 합니다.

4. 설계 단계

전략 1: 유전체를 주파수 대역에 맞추기

1MHz 이상의 GaN 설계에서는 2MHz에서 tan δ가 0.05% 미만인 초저손실 공식을 사용하십시오. 400kHz~1MHz SiC 대역의 경우, N4700 세라믹 디스크 커패시터 tan δ 값이 0.08%에 가까우면 손실을 줄이고 온도 상승을 40K 이내로 유지할 수 있습니다.

전략 2: SRF 마진을 10배 이상으로 유지

기본 주파수의 스위칭 주파수의 10배 이상, 그리고 관심 있는 최고 고조파 주파수의 5배 이상으로 SRF를 설정하십시오. 4MHz의 5차 고조파를 고려하는 800kHz 설계의 경우 SRF는 20MHz 이상이어야 합니다. 모든 HVC 배럴 바디는 이 수치를 여유 있게 충족합니다.

전략 3: 모서리 단가를 기준으로 부품 크기를 결정합니다.

경계면의 최대 전류에서 시작하여 그 값을 두 배로 하세요.

I_peak = C · (dV/dt)_max

여기서 I_peak는 해당 부품이 전달하는 최대 전류(A), C는 해당 부품의 정전 용량(pF), (dV/dt)_max는 회로에서 가장 빠른 에지(kV/µs)입니다.

44kV/µs SiC 에지에서 470pF 부품은 피크 시 20.7A의 전류를 견딜 수 있습니다. 서지 정격이 41A 이상인 부품을 선택하십시오. 이는 해당 수치의 두 배입니다. HVCT8G 도어 손잡이 콘덴서 나사 단자를 통해 펄스를 넓은 금속체로 전달하고 루프 인덕턴스를 8nH 미만으로 유지합니다.

전략 4: 전류를 병렬로 연결된 물체에 분산시킵니다.

하나의 큰 부품을 두세 개의 작은 부품으로 교체하십시오. 그러면 각 부품이 전달하는 전류와 발열량이 줄어들어 전체 ESL이 감소하고, 하나의 부품이 고장 나더라도 설계가 정상적으로 작동하게 됩니다. 800kHz 스너버의 경우, 470pF 부품 하나를 150pF 부품 세 개로 교체했더니 케이스 온도가 58°C에서 34°C로 상승했습니다.

전략 5: 열 감지 및 출력 저하 기능 추가

부품 옆에 NTC 센서를 장착하고 부품 온도가 125°C일 때 케이스 온도가 90°C에 도달하면 경보를 설정하십시오. 측정값이 경보값을 초과하면 출력 전력을 20% 낮추십시오. 출력이 낮춰진 장치는 계속 작동하지만, 측정값을 무시하는 장치는 긴 작업 과정 중에 부품을 놓치게 됩니다.

전략 6: 1,000시간 스크린 테스트로 디자인의 우수성을 입증하라

정격 전압, 설계된 스위칭 주파수, 85°C에서 1,000시간 동안 부품을 작동시키십시오. 24시간마다 정전 용량, tan δ, 절연 저항 및 케이스 온도를 기록하십시오. 해당 작동 시간 동안 ΔC/C가 1% 이내이고 절연 저항이 70GΩ 이상인 부품은 현장에서 문제없이 작동합니다.

구성 요소 매개변수	전형적인 가치	시험 조건
정격 전압(HVCT8G 시리즈)	10 kV DC	60초 동안 1.5배속으로 고전압 가열
정전 용량	4700 pF ±20% (472M)	1MHz, 1V rms
1MHz에서의 ESR	50mΩ 미만	-
루프 인덕턴스(E40 코드)	8nH 이하	단자 간격 40mm
절연 저항	500V DC에서 10GΩ 이상	25°C, 상대습도 60%
온도 범위	−40°C ~ +125°C	IEC 60068-2 시리즈
펄스 dv/dt 기능	50kV/µs 이상	정격 전압에서

5. WBG ESU 인버터용 HVC 커패시터

HVC는 동관에 위치한 6,000m² 규모의 자사 공장에서 1급 유전체를 사용하여 WBG 대역용 3가지 부품 제품군을 생산합니다. HVCHF-Ultra 라인은 2MHz에서 tan δ가 0.05% 미만이고 100MHz 이상에서 SRF가 0.05% 미만인 5kV~20kV 범위를 커버합니다. HVCHF-B 이 제품군은 400kHz에서 1MHz까지의 SiC 설계에 적용 가능하며, 10µs 동안 80A의 펄스 정격을 지원합니다. HVDCT-HiTemp 제품군은 휴대용 및 현장용 장치 모두에서 -55°C에서 +175°C까지의 온도 범위를 제공합니다.

여기서 중요한 6가지 매개변수

• 2MHz에서 손실 탄젠트가 0.05% 미만입니다. 3MHz에서도 유전율 항이 작게 유지되므로 해당 부품의 온도 상승은 40K 미만으로 유지됩니다.
• 10µs 펄스 동안 최대 80A의 서지 전류가 발생합니다. 100pF의 기생 정전 용량에 대한 GaN 에지 전류는 15A이며, 이는 5배 이상의 안전 여유를 제공합니다.
• 1MHz에서 ESR은 50mΩ 미만입니다. 이 부품은 8.7A의 반복 스너버 전류에서 발열량이 매우 적습니다.
• 배럴형 본체에서 100MHz 이상의 SRF가 발생합니다. 3MHz 설계의 5차 및 7차 고조파는 공진점 아래에 머물지만 여전히 용량성 부분을 나타냅니다.
• 조정된 구성 요소. HVR-BSP 후막 저항기, HVRGHP 저인덕턴스 샘플링 저항기예산 및 고속회복 다이오드 스너버, 전류 감지기 및 정류기 단계에 대해 동일한 스크리닝 데이터를 공유합니다.
• 최상위 브랜드와의 상호 참조. HVC 부품은 전기적 매개변수와 일치합니다. 쉐이 HVCC, Murata DHS/DHR 및 TDK UHV/FHV를 사용하며 의료기기 OEM을 위한 대량 생산 발전기에 사용됩니다.

배송 및 지원

표준 부품은 4~8주, 맞춤형 스너버 세트는 6~10주 내에 배송되며, 이는 상기 브랜드들의 일반적인 배송 기간인 20~30주보다 훨씬 단축된 수치입니다. HVC 애플리케이션 엔지니어링 팀은 손실 모델, 서지 계산 및 열 설계 검토를 지원합니다.

스위치 부품 번호, 에지율, 버스 전압, 스위칭 주파수 및 듀티 사이클을 보내주십시오. HVC는 5영업일 이내에 부품 번호, 동작 주파수에서의 손실 및 ESR 데이터, 열 계산 결과, 그리고 2개 샘플 평가 키트가 포함된 매칭 시트를 제공합니다.

6. 자주 묻는 질문

Q1: SiC 인버터가 IGBT 설계보다 커패시터에 더 큰 스트레스를 주는 이유는 무엇입니까?

에지율과 주파수 모두 상승하기 때문입니다. Si IGBT는 5kV/µs에서 턴온되고 약 400kHz에서 스위칭합니다. SiC MOSFET는 44kV/µs에서 턴온되고 800kHz에서 스위칭합니다. 동일한 부하에서 피크 스너버 전류는 1.2A에서 8.7A로 증가하고 부품 온도는 12°C에서 58°C로 상승합니다.

Q2: 800kHz 주파수는 얼마나 많은 추가 손실을 발생시키나요?

470pF N4700 부품에서 400kHz에서의 수치보다 약 3.4배 높은 168mW의 출력을 보입니다(50mW 대비). 유전율 항은 주파수의 제곱에 비례하므로 직선으로 2배라고 추정하는 것은 적절하지 않습니다. 1.6MHz에서는 동일한 부품이 612mW의 출력을 내고 케이스 온도는 약 98°C까지 상승합니다.

Q3: SRF 마진은 얼마로 유지해야 할까요?

스위칭 주파수의 10배 이상, 그리고 중요한 최고 고조파의 5배 이상이어야 합니다. 4MHz를 고려해야 하는 800kHz 설계에서는 SRF가 20MHz 이상이어야 합니다. 리드 인덕턴스는 10nH 이하로 유지해야 하는데, 30nH의 리드 인덕턴스는 470pF 부품의 성능을 82MHz에서 42MHz로 떨어뜨리기 때문입니다.

Q4: GaN 에지용 부품의 크기를 어떻게 결정하나요?

정전 용량에 가장 빠른 에지 속도를 곱하여 피크 전류를 구한 다음, 이를 두 배로 하면 정격 전류를 알 수 있습니다. 예를 들어 44kV/µs 에지에서 470pF 용량의 부품은 20.7A의 전류를 견딜 수 있으므로, 서지 정격이 41A 이상인 부품을 선택해야 합니다. 이때 전압 정격이 아닌 서지 정격을 확인해야 합니다.

Q5: 인클로저 온도가 높을수록 부품 수명이 실제로 단축되나요?

네. 케이스 내부 온도가 10°C 상승할 때마다 유전체의 수명이 절반으로 줄어듭니다. SiC 소자는 내부 공기 온도를 20~30K까지 높일 수 있는데, 이는 소자의 수명을 4~8배로 단축시킵니다. 이러한 손실을 감수하기 전에 공기 흐름을 개선하거나, 더 큰 본체를 사용하거나, 방열판을 사용하여 주변 온도를 낮추는 등의 조치를 취해야 합니다.

Q6: 하나의 큰 부품 대신 병렬 부품을 사용해야 하는 경우는 언제입니까?

서지 전류가 약 10A를 넘거나 케이스 온도가 40K를 넘으면, 150pF 용량의 콘덴서 세 개가 각각 1/3씩 동일한 총 전류를 전달하여 열을 분산시키고 유효 ESL을 낮춥니다. 800kHz 스너버 한 대에서 이러한 변화를 통해 케이스 온도 상승이 58°C에서 34°C로 감소했습니다.

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