레이저 용접 고전압 전원 공급 장치의 전압 스파이크 클램핑

레이저 용접 고전압 전원 공급 장치의 전압 스파이크 클램핑

추상

레이저 용접은 5µH의 기생 인덕턴스에 대해 수백 나노초 만에 10A에서 100A에 이르는 용접 전류를 전환합니다. 이 글에서는 40A의 전류와 5µH의 기생 인덕턴스가 2kV의 과도 전압과 이벤트당 4mJ의 에너지 손실을 발생시키는 스파이크 및 에너지 방정식, 400V 버스에서 오버슈트를 80V로 제한하는 클램프 커패시턴스, 잔류 인덕턴스를 클램프 레벨의 10% 미만으로 유지하는 루프 인덕턴스 법칙, 그리고 이를 입증하는 이중 펄스 테스트를 제시합니다.

1. 소개

레이저 용접은 날카로운 모서리에서 이루어집니다. 고전압 장치는 키홀에 수십 킬로볼트의 전압을 공급하고, 공정 전자 장치는 수백 나노초 내에 10암페어에서 100암페어에 이르는 용접 및 보조 전류를 전환합니다.

이러한 모든 전환 과정은 고전압 변압기 누설 전류, 모선, 용접 케이블 및 고정 루프와 같은 인덕턴스와 상호 작용합니다. 그 결과, 공칭 회로 전압의 1.5배에서 3배에 달하는 전압 스파이크가 발생하며, 공진 시에는 그 이상으로 높아집니다.

스파이크는 마이크로초 단위로 방출되는 유도 에너지입니다. 고전압 소스 출력단에서 10kV 버스에 2kV 스파이크가 발생하면 20%의 과부하가 발생합니다. 400V DC 링크에서는 5배의 과부하가 발생하여 스위칭 반도체를 파괴합니다.

레이저 용접기 80대를 대상으로 한 연구에서 전력 전자 장치 고장의 18%가 클램핑 회로가 제대로 고정되지 않았거나 크기가 부족한 데서 비롯된 것으로 나타났으며, 일반적인 고장 유형은 정격 전압보다 15~25% 높은 전압 스파이크로 인해 스위치가 파손되는 것이었습니다. 이러한 고장 한 건당 800~3,500달러의 손실과 4~8시간의 생산 시간 손실이 발생합니다.

2. 핵심 메커니즘

2.1 스파이크 전압 및 에너지

과도 현상의 크기는 기생 인덕턴스와 전류 기울기를 따릅니다.

V_spike = L_stray × dI/dt

여기서 V_spike는 유도 전압, L_stray는 정류 루프의 기생 인덕턴스, dI/dt는 전류 정류 속도입니다. 100ns 동안 40A의 전류가 정류되는 것은 4 × 10⁸ A/s에 해당하며, 루프 인덕턴스가 5µH일 때 스파이크는 2,000V에 도달합니다.

그 인덕턴스에 저장된 에너지가 클램프가 흡수해야 하는 에너지입니다.

E_spike = 0.5 × L_stray × I²

여기서 E_spike는 이벤트당 에너지이고 I는 스위칭 순간의 전류입니다. 5µH의 결전류와 40A의 전류가 있을 때, 이벤트당 에너지는 4mJ입니다.

2.2 평균 클램프력

클램프는 해당 과정의 반복 속도에 맞춰 에너지를 소산시켜야 합니다.

P_clamp = E_spike × f_rep

여기서 P_clamp는 클램프의 평균 전력이고 f_rep는 반복률입니다. 6kHz에서 4mJ의 이벤트는 24W의 연속적인 에너지 소산으로 이어지며, 더 높은 전류를 동반하는 고장 과도 현상은 단일 이벤트에서 100mJ 이상의 에너지를 발생시킬 수 있습니다.

2.3 클램프 커패시터 크기 선정

클램프 커패시터는 버스 전압이 허용된 오버슈트 이상으로 상승하지 않는 동안 이벤트 에너지를 흡수해야 합니다.

0.5 × L × I² = 0.5 × C_clamp × [(V_bus + ΔV)² − V_bus²]

여기서 C_clamp는 클램프 커패시턴스, V_bus는 버스 전압, ΔV는 허용되는 오버슈트입니다. 커패시턴스에 대해 풀면 이 노드의 크기 결정 방정식을 얻을 수 있습니다.

C_clamp = L × I² / [(V_bus + ΔV)² − V_bus²]

여기서 C_clamp는 최소 클램프 커패시턴스입니다. L = 5 µH, I = 40 A, V_bus = 400 V, ΔV = 80 V일 때, 값은 114 nF이므로 1.2 × 480 V 이상의 정격 용량을 가진 100 nF ~ 220 nF 용량의 부품이 실용적인 선택입니다.

2.4 클램프 루프 인덕턴스 및 링 주파수

클램프는 루프의 성능에 따라 제대로 작동합니다. 스위치 양단의 잔류 오버슈트는 다음과 같습니다.

V_os = L_loop × dI/dt

여기서 V_os는 클램프 레벨 이상의 오버슈트이고 L_loop는 클램프 루프의 인덕턴스입니다. 설계 규칙: V_os를 480V 클램프 레벨의 10% 미만으로 유지해야 하며, 이는 4 × 10⁹ A/s의 고장 경계에서 루프 인덕턴스가 12nH 미만이어야 함을 의미합니다.

클램프 커패시터와 누설 인덕턴스는 감쇠되지 않으면 진동하는 탱크 회로를 형성합니다.

f_ring = 1 / (2π × √(L_leak × C_clamp))

여기서 f_ring은 링 주파수, L_leak은 누설 인덕턴스, C_clamp는 클램프 커패시턴스입니다. 5µH와 114nF의 커패시터를 사용하면 탱크 회로는 211kHz의 링 주파수를 가지며, 2Ω에서 5Ω 사이의 직렬 저항을 추가하면 이 링 주파수는 감쇠된 안정파로 바뀝니다.

그림 1 — RCD 클램프는 400V 버스에서 2kV 스파이크 이벤트에 대해 80V 오버슈트를 유지합니다. 220nF 부분과 10nH 루프는 100mJ의 고장 전류를 처리합니다.

3. 엔지니어링 문제점

문제점 1: 클램프 커패시터의 용량이 고장 에너지 용량이 아닌 리플 용량에 맞춰 설계됨

정상 상태 리플을 기준으로 크기가 조정된 클램프는 첫 번째 고장 과도 전류에서 고장납니다. 용접 전류가 급격히 증가하다가 고정 장치 연결이 헐거워지면 단일 이벤트 에너지가 세 배로 증가하고, 클램프 커패시터가 과충전되고, 클램프 다이오드가 파손되어 스위치가 클램핑되지 않은 전체 스파이크를 감지하게 됩니다.

문제점 2: 클램프 루프 인덕턴스가 클램프 기능을 상쇄함

클램프의 성능은 루프의 품질에 달려 있습니다. 클램프 커패시터와 스위치 사이에 50mm의 트레이스를 사용하면 추가된 20nH로 인해 4 × 10⁹ A/s 단락 전류에서 잔류 오버슈트가 480V 클램프 레벨의 17%에 도달할 수 있으며, 스위치가 그 차이를 흡수합니다.

문제점 3: 능동 보호 기능이 100ns 이벤트에 대응하기에는 너무 느립니다.

기존의 1µs 과전압 보호 경로는 100ns 스파이크가 지나간 후 ​​한참 뒤에야 반응합니다. 비교기가 작동할 때쯤이면 스위치는 이미 과부하를 겪은 상태입니다. 따라서 클램프는 수동적이고 즉각적인 경로여야 하며, 능동 보호는 이를 보조하는 역할만 할 수 있습니다.

문제점 4: 변압기 누전으로 인한 클램프 링

클램프 커패시터와 트랜스포머 누설 인덕턴스는 감쇠되지 않으면 211kHz의 진동을 발생시키는 LC 탱크를 형성합니다. 이로 인해 단일 스파이크가 감쇠 진동으로 이어져 스위치에 반복적인 스트레스를 가하고 가청 소음을 발생시킵니다.

4. 설계 단계

전략 1: 최악의 고장 상황을 고려하여 클램프 크기를 조정합니다.

최악의 작동 지점(최대 용접 전류 및 최소 루프 인덕턴스)에서 최대 단일 이벤트 에너지를 특성화한 다음 2배의 마진을 추가합니다. 위 예시에서 평균 클램프 전력의 두 배에 해당하는 소산 용량을 가진 220nF 클램프 커패시터가 마진을 제공합니다.

전략 2: 클램프 루프의 저항을 10 nH 미만으로 유지합니다.

가장 작은 루프 면적과 넓은 구리선을 사용하여 클램프 다이오드와 커패시터를 스위칭 소자 단자에 직접 연결하십시오. 그러면 V_os = L_loop × dI/dt 공식에 따라 고장 경계면에서 잔류 전압이 클램프 레벨의 10% 미만으로 유지됩니다.

전략 3: 다이오드를 스파이크 속도에 맞춥니다.

클램프를 선택하세요 고속회복 다이오드 75ns 미만의 복구 시간과 스냅오프 링잉을 방지하기 위한 소프트 복구 기능을 갖추어야 합니다. 또한 피크 클램프 전류를 감당해야 하므로, 40A의 스위칭 전류에 대해 2배의 과도 마진을 가진 60A 정격 다이오드가 기본 사양입니다.

전략 4: 클램프 공진을 억제합니다.

클램프 커패시터와 병렬로 2Ω~5Ω 직렬 저항과 소형 커패시터를 추가하십시오. 이렇게 하면 클램프의 정상 상태 기능은 변경하지 않고 211kHz 링이 임계 감쇠 안정화 상태로 변환됩니다.

전략 5: 고전압 출력 레일도 클램핑합니다.

10kV 버스의 경우, 약 1nF, 20kV의 고전압 클램프 커패시터를 변압기 2차측에 직접 설치하고, 고속 복구 고전압 다이오드를 직렬로 연결하여 증폭기 누설 과도 현상을 흡수하도록 합니다. N4700 부분 방전이 5 pC 미만이고 ±30 ppm/°C인 부분은 온도에 따른 클램프 임계값을 유지합니다. 필름 콘덴서 펄스 에너지가 더 큰 동일한 노드를 포함합니다.

전략 6: 이중 펄스 테스트를 통해 클램프를 검증합니다.

모든 클램프 설계는 최대 전류에서 이중 펄스 테스트를 통해 검증하고 200MHz 오실로스코프로 피크 오버슈트와 안정화 시간을 측정하십시오. 이를 통해 클램프 설계는 측정된 마진을 확보하게 되며, 일반적으로 스위치 정격 대비 2배의 여유 용량을 확인할 수 있습니다.

구성 요소 매개변수	전형적인 가치	시험 조건
정격 전압(HVCT8G 시리즈)	10 kV DC	60초 동안 1.5배속으로 고전압 가열
정전 용량	4700 pF ±20% (472M)	1MHz, 1V rms
1MHz에서의 ESR	50mΩ 미만	-
루프 인덕턴스(E40 코드)	8nH 이하	단자 간격 40mm
절연 저항	500V DC에서 10GΩ 이상	25°C, 상대습도 60%
온도 범위	−40°C ~ +125°C	IEC 60068-2 시리즈
펄스 dv/dt 기능	50kV/µs 이상	정격 전압에서

5. 스파이크 클램핑용 HVC 커패시터

클램프 커패시터는 스위치를 파괴할 수 있는 에너지를 흡수하므로, 반복적인 고장 상황에서도 전압 변동이나 발열 없이 안정적으로 작동해야 합니다. HVC는 1kV에서 100kV까지의 전압 범위에서 스트론튬 티타네이트 기반의 N4700(T3M) 1급 유전체를 사용하여 이러한 부품을 제작합니다.

이 노드에서 중요한 6가지 매개변수

• 펄스 에너지 흡수. 클래스 I 구조는 클래스 II 세라믹에서 발생하는 분극 피로 없이 에너지를 저장하고 방출하므로 20kV 클램프 커패시터는 용량 변화 없이 100mJ의 펄스 에너지를 반복적으로 방출할 수 있습니다.
• 정격 전압에서 5pC 미만의 부분 방전이 발생하며, 공장에서 차폐 처리가 되어 있어 전압 스파이크 발생 시 클램프 자체에서 과도 전류가 추가되지 않습니다.
• 온도 변화에 따른 안정적인 클램프 임계값. ±30 ppm/°C의 온도 계수와 0.1% 이하의 손실 계수로 용접 바닥이 ​​작업 시간 동안 가열되더라도 클램프 전압을 안정적으로 유지합니다.
• 낮은 ESL로 빠른 전도 속도를 구현합니다. 방사형 리드와 스크류 단자 패키지를 사용하여 등가 직렬 인덕턴스를 30nH 미만으로 유지하므로 클램프는 100ns 스파이크 윈도우 내에서 반응합니다.
• 1kV 보조 클램프부터 40kV 출력 클램프까지, 버스에 맞춰 전압 정격이 조정되었으며, 한 공급업체로부터 일관된 부분 방전(PD) 및 열 데이터가 제공됩니다.
• 교체 기록. 40kV/441 시리즈 나사 단자형 콘덴서는 ASML 석판 인쇄 장비의 광원 수리 프로그램에서 일본 Murata사의 나사형 콘덴서를 대체하는 제품으로 인증되었습니다.

출력 레일 클램프는 전체 버스 전압을 전달하므로, HVCT8G 단자 코드 길이가 40mm이고 루프 인덕턴스가 8nH인 윤곽선이 해당 위치를 덮고 클램프 루프를 짧게 유지합니다.

배송 및 지원

표준 부품은 4~8주, 맞춤형 클램프 어셈블리는 6~10주 내에 배송됩니다. HVC는 클램프 크기 계산, 펄스 에너지 검증, 이중 펄스 테스트 계획 및 사용자 지정 전압 및 정전 용량 조합을 지원합니다.

스위칭 전류, 정류 시간, 기생 인덕턴스, 버스 전압 및 반복률을 전송하십시오. HVC는 예측 오버슈트가 포함된 클램프 설계, 펄스 에너지 보고서 및 이중 펄스 검증용 샘플을 반환합니다. HVC 부품은 전기적 매개변수 및 패키지 치수와 일치합니다. 쉐이 그리고 기타 1급 고전압 제품군.

6. 자주 묻는 질문

Q1: 40A 전류 변화 시 100ns 동안 발생하는 스파이크의 크기는 얼마입니까?

V_spike = L × dI/dt. 5µH의 기생 인덕턴스를 통해 4 × 10⁸ A/s의 전류가 흐를 때 스파이크는 2,000V에 도달하는데, 이는 10kV 버스 전압의 20%이자 400V DC 링크 전압의 5배에 해당합니다.

Q2: 하나의 사건이 전달하는 에너지의 양은 얼마나 될까요?

E_spike = 0.5 × L × I². 5 µH의 결손 전압과 40 A의 전류가 흐를 경우, 이벤트당 4 mJ의 에너지가 발생하며, 6 kHz의 반복률에서는 평균 클램프 전력이 24 W가 됩니다. 고장 과도 현상은 한 번의 이벤트로 100 mJ 이상의 에너지를 발생시킬 수 있습니다.

Q3: 클램프 커패시턴스는 어떻게 계산하나요?

C_clamp = L I² / [(V_bus + ΔV)² − V_bus²]. 5 µH, 40 A, 400 V 버스 및 80 V 허용 오차의 경우 값은 114 nF이므로, 고장 상황을 충분히 감당할 수 있도록 220 nF를 설치합니다.

Q4: 클램프는 스위치에 얼마나 가까이 위치해야 합니까?

V_os = L_loop × dI/dt가 클램프 레벨의 10% 미만으로 유지될 만큼 충분히 가깝습니다. 4 × 10⁹ A/s의 단락 경계에서 이는 루프가 12 nH 미만이어야 함을 의미하며, 50 mm의 트레이스는 이미 20 nH를 추가합니다.

Q5: 클램프가 울리는 이유는 무엇이며, 어떻게 감쇠되는가?

f_ring = 1 / (2π√(L_leak C_clamp)). 5 µH 및 114 nF 커패시터를 사용하면 탱크는 211 kHz에서 진동합니다. 2 Ω ~ 5 Ω 직렬 저항과 작은 커패시터를 병렬로 연결하면 진동이 감쇠된 안정파로 변환됩니다.

Q6: 능동형 과전압 보호 장치가 클램프를 대체할 수 있습니까?

아니요. 1마이크로초(µs) 보호 경로는 100나노초(ns) 스파이크 윈도우 내에서 반응할 수 없으며, 비교기가 작동하기 전에 스위치가 과부하를 받게 됩니다. 클램프는 수동적이고 즉각적이어야 하며, 능동 보호는 백업으로 사용되어야 합니다.

7. 참조

1. E. 쿠펠, WS 쟁글, J. 쿠펠, 고전압 공학 기초, 제2판, 뉴네스, 2000.
2. N. 모한, TM 언델랜드, WP 로빈스, 전력 전자공학: 컨버터, 응용 분야 및 설계, 3판, Wiley, 2003.
3. MIL-HDBK-217F 공지 2, 전자 장비의 신뢰성 예측, 1995.
4. IEC 62477-1:2022, 전력 전자 변환 시스템 및 장비의 안전 요구사항 - 제1부: 일반, 제2판. 제네바: IEC, 2022.
5. IEC 61000-4-5:2014+AMD1:2017 CSV, 전자파 적합성(EMC) – 4-5부: 테스트 및 측정 기술 – 서지 면역 테스트, 제3.1판. 제네바: 국제전기기술위원회, 2017.
6. GB/T 7247.1-2024, 激光产覧覧要求 1부분 : 设备分类 와 要求. 북경: 中國标准会版社, 2024.
7. B. Khanzadeh, Y. Okazaki 및 T. Thiringer, 3상 중주파 변압기를 사용하는 고출력 중전압 DC-DC 컨버터의 커패시터 및 스위치 크기 비교, IEEE Journal of Emerging and Selected Topics in Power Electronics, vol. 9, no. 3, pp. 3331-3338, 2021. https://doi.org/10.1109/jestpe.2020.2999726.
8. M. Xiao 외, 금속막 커패시터의 부분 방전 및 자가 복구 특성에 대한 연구2024년 IEEE 제5회 국제 유전체 학회(ICD), 1-4쪽, 2024. https://doi.org/10.1109/icd59037.2024.10613348
9. MKP 금속막 펄스 커패시터 — 주요 제품 특징, KEMET Electronics, https://www.digikey.com/en/product-highlight/k/kemet/mkp-metallized-film-pulse-capacitors .
10. 미국 6,760,215, 높은 항복 전압 임계값을 가진 커패시터, DF DeVoe (프레시디오 관련), 2004년 승인, https://www.freepatentsonline.com/6760215.html .
11. HVC 애플리케이션 엔지니어링 팀, 고전압 세라믹 커패시터 기술 자료, https://www.hv-caps.com